为何需要栅极驱动器
栅极驱动器的关键参数
栅极驱动器的关键参数
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IGBT/功率MOSFET是一种电压控制型器件，可用作电源电路、电机驱动器和其它系统中的开关元件。栅极是每个器件的电气隔离控制端。MOSFET的另外两端是源极和漏极，而对于IGBT，它们被称为集电极和发射极。为了操作MOSFET/IGBT，通常须将一个电压施加于栅极(相对于器件的源极/发射极而言[QC1] )。使用专门驱动器向功率器件的栅极施加电压并提供驱动电流[QC2] 。本文讨论栅极驱动器是什么，为何需要栅极驱动器，以及如何定义其基本参数，如时序、驱动强度和隔离度。
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需要栅极驱动器
IGBT/功率MOSFET的结构使得栅极[QC3] 形成一个非线性电容。给栅极电容充电会使功率器件导通，并允许电流在其漏极和源极引脚之间流动，而放电则会使器件关断，漏极和源极引脚上就可以阻断大电压。当栅极电容充电且器件刚好可以导通时的最小电压就是阈值电压(VTH)。为将IGBT/功率MOSFET用作开关，应在栅极和源极/发射极引脚之间施加一个充分大于VTH的电压。
考虑一个具有微控制器的数字逻辑系统，其I/O引脚之一上可以输出一个0 V至5 V的PWM信号。这种PWM将不足以使电源系统中使用的功率器件完全导通，因为其过驱电压[QC4] 一般超过标准CMOS/TTL逻辑电压。因此，逻辑/控制电路和高功率器件之间需要一个接口。这可以通过驱动一个逻辑电平n沟道MOSFET，其进而驱动一个功率MOSFET来实现，如图1a所示。
图1.用反相逻辑驱动功率MOSFET。
如图1a所示，当IO1发出一个低电平信号时，VGSQ1 < VTHQ1，因此MOSFET Q1保持关断。结果，一个正电压施加于功率MOSFET Q2的栅极。Q2的栅极电容(CGQ2)通过上拉电阻R1充电，栅极电压被拉至VDD的轨电压。
如果VDD > VTHQ2，则Q2导通，可以传导电流。当IO1输出高电平时，Q1导通，CGQ2通过Q1放电。VDSQ1 ~ 0 V，使得VGSQ2 < VTHQ2，因此Q2关断。这种设置的一个问题是Q1导通状态下R1的功耗。为了解决此问题，pMOSFET Q3可以作为上拉器件，其以与Q1互补的方式工作，如图1b所示。PMOS具有较低导通电阻和非常高的关断电阻，驱动电路中的功耗大大降低。为在栅极转换期间控制边沿速率，Q1的漏极和Q2的栅极之间外加一个小电阻。使用MOSFET的另一个优点是其易于在裸片上制作，而制作电阻则相对较难。这种驱动功率开关栅极的独特接口可以单片IC的形式创建，该IC接受逻辑电平电压并产生更高的功率输出。此栅极驱动器IC几乎总是会有其他内部电路来实现更多功能，但它主要用作功率放大器和电平转换器。
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IGBT/功率MOSFET的结构使得栅极[QC3] 形成一个非线性电容。给栅极电容充电会使功率器件导通，并允许电流在其漏极和源极引脚之间流动，而放电则会使器件关断，漏极和源极引脚上就可以阻断大电压。当栅极电容充电且器件刚好可以导通时的最小电压就是阈值电压(VTH)。为将IGBT/功率MOSFET用作开关，应在栅极和源极/发射极引脚之间施加一个充分大于VTH的电压。
考虑一个具有微控制器的数字逻辑系统，其I/O引脚之一上可以输出一个0 V至5 V的PWM信号。这种PWM将不足以使电源系统中使用的功率器件完全导通，因为其过驱电压[QC4] 一般超过标准CMOS/TTL逻辑电压。因此，逻辑/控制电路和高功率器件之间需要一个接口。这可以通过驱动一个逻辑电平n沟道MOSFET，其进而驱动一个功率MOSFET来实现，如图1a所示。
图1.用反相逻辑驱动功率MOSFET。
如图1a所示，当IO1发出一个低电平信号时，VGSQ1 < VTHQ1，因此MOSFET Q1保持关断。结果，一个正电压施加于功率MOSFET Q2的栅极。Q2的栅极电容(CGQ2)通过上拉电阻R1充电，栅极电压被拉至VDD的轨电压。
如果VDD > VTHQ2，则Q2导通，可以传导电流。当IO1输出高电平时，Q1导通，CGQ2通过Q1放电。VDSQ1 ~ 0 V，使得VGSQ2 < VTHQ2，因此Q2关断。这种设置的一个问题是Q1导通状态下R1的功耗。为了解决此问题，pMOSFET Q3可以作为上拉器件，其以与Q1互补的方式工作，如图1b所示。PMOS具有较低导通电阻和非常高的关断电阻，驱动电路中的功耗大大降低。为在栅极转换期间控制边沿速率，Q1的漏极和Q2的栅极之间外加一个小电阻。使用MOSFET的另一个优点是其易于在裸片上制作，而制作电阻则相对较难。这种驱动功率开关栅极的独特接口可以单片IC的形式创建，该IC接受逻辑电平电压并产生更高的功率输出。此栅极驱动器IC几乎总是会有其他内部电路来实现更多功能，但它主要用作功率放大器和电平转换器。
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驱动强度：
提供适当栅极电压的问题通过栅极驱动器来解决，栅极驱动器执行电平转换任务。不过，栅极电容无法瞬间改变其电压。因此，功率FET或IGBT具有非零的有限切换间隔时间。在切换期间，器件可能处于高电流和高电压状态，这会产生功耗并转化为热量。因此，从一个状态到另一个状态的转换需要很快，以尽可能缩短切换时间。为了实现这一点，需要高瞬变电流来使栅极电容快速充电和放电。
图2.无栅极驱动器的MOSFET导通转换
能够在更长时间内提供/吸收更高栅极电流的驱动器，切换时间会更短，因而其驱动的晶体管内的开关功耗也更低。
图3.有栅极驱动器的MOSFET导通转换
微控制器I/O引脚的拉电流和灌电流额定值通常可达数十毫安，而栅极驱动器可以提供高得多的电流。图2中，当功率MOSFET由微控制器I/O引脚以最大额定拉电流驱动时，观察到切换时间间隔较长。如图3所示，采用ADuM4121隔离式栅极驱动器时，转换时间大大缩短;当驱动同一功率MOSFET时，该驱动器相比微控制器I/O引脚能够提供高得多的驱动电流。很多情况下，由于数字电路可能会透支电流，直接用微控制器驱动较大功率MOSFET/IGBT可能会使控制器过热，进而受损。栅极驱动器具有更高驱动能力，支持快速切换，上升和下降时间只有几纳秒。这可以减少开关功率损耗，提高系统效率。因此，驱动电流通常被认为是选择栅极驱动器的重要指标。
与驱动电流额定值相对应的是栅极驱动器的漏源导通电阻(RDS(ON))。理想情况下，MOSFET完全导通时的RDS(ON)值应为零，但由于其物理结构，该阻值一般在几欧姆范围内。这考虑了从漏极到源极的电流路径中的总串联电阻。
RDS(ON)是栅极驱动器最大驱动强度额定值的真正基础，因为它限制了驱动器可以提供的栅极电流。内部开关的RDS(ON)决定灌电流和拉电流，但外部串联电阻用于降低驱动电流，因此会影响边沿速率。如图4所示，高端导通电阻和外部串联电阻REXT构成充电路径中的栅极电阻，低端导通电阻和REXT构成放电路径中的栅极电阻。
图4.具有MOSFET输出级和功率器件作为电容的栅极驱动器的RC电路模型
RDS(ON)也会直接影响驱动器内部的功耗。对于特定驱动电流，RDS(ON)值越低，则可以使用的REXT值越高。功耗分布在REXT和RDS(ON)上，因此REXT值越高，意味着驱动器外部的功耗越多。所以，对于给定芯片面积和尺寸的IC，为了提高系统效率并放宽驱动器内的热调节要求，RDS(ON)值越低越好。
图5.ADuM4120栅极驱动器和时序波形
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提供适当栅极电压的问题通过栅极驱动器来解决，栅极驱动器执行电平转换任务。不过，栅极电容无法瞬间改变其电压。因此，功率FET或IGBT具有非零的有限切换间隔时间。在切换期间，器件可能处于高电流和高电压状态，这会产生功耗并转化为热量。因此，从一个状态到另一个状态的转换需要很快，以尽可能缩短切换时间。为了实现这一点，需要高瞬变电流来使栅极电容快速充电和放电。
图2.无栅极驱动器的MOSFET导通转换
能够在更长时间内提供/吸收更高栅极电流的驱动器，切换时间会更短，因而其驱动的晶体管内的开关功耗也更低。
图3.有栅极驱动器的MOSFET导通转换
微控制器I/O引脚的拉电流和灌电流额定值通常可达数十毫安，而栅极驱动器可以提供高得多的电流。图2中，当功率MOSFET由微控制器I/O引脚以最大额定拉电流驱动时，观察到切换时间间隔较长。如图3所示，采用ADuM4121隔离式栅极驱动器时，转换时间大大缩短;当驱动同一功率MOSFET时，该驱动器相比微控制器I/O引脚能够提供高得多的驱动电流。很多情况下，由于数字电路可能会透支电流，直接用微控制器驱动较大功率MOSFET/IGBT可能会使控制器过热，进而受损。栅极驱动器具有更高驱动能力，支持快速切换，上升和下降时间只有几纳秒。这可以减少开关功率损耗，提高系统效率。因此，驱动电流通常被认为是选择栅极驱动器的重要指标。
与驱动电流额定值相对应的是栅极驱动器的漏源导通电阻(RDS(ON))。理想情况下，MOSFET完全导通时的RDS(ON)值应为零，但由于其物理结构，该阻值一般在几欧姆范围内。这考虑了从漏极到源极的电流路径中的总串联电阻。
RDS(ON)是栅极驱动器最大驱动强度额定值的真正基础，因为它限制了驱动器可以提供的栅极电流。内部开关的RDS(ON)决定灌电流和拉电流，但外部串联电阻用于降低驱动电流，因此会影响边沿速率。如图4所示，高端导通电阻和外部串联电阻REXT构成充电路径中的栅极电阻，低端导通电阻和REXT构成放电路径中的栅极电阻。
图4.具有MOSFET输出级和功率器件作为电容的栅极驱动器的RC电路模型
RDS(ON)也会直接影响驱动器内部的功耗。对于特定驱动电流，RDS(ON)值越低，则可以使用的REXT值越高。功耗分布在REXT和RDS(ON)上，因此REXT值越高，意味着驱动器外部的功耗越多。所以，对于给定芯片面积和尺寸的IC，为了提高系统效率并放宽驱动器内的热调节要求，RDS(ON)值越低越好。
图5.ADuM4120栅极驱动器和时序波形
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时序：
栅极驱动器时序参数对评估其性能至关重要。包括ADuM4120在内的所有栅极驱动器的一个常见时序规格(如图5所示)是驱动器的传播延迟(tD)，其定义为输入边沿传播到输出所需的时间。如图5所示，上升传播延迟(tDLH)可以定义为输入边沿升至输入高阈值(VIH)以上到输出升至最终值10%以上的时间。类似地，下降传播延迟(tDHL)可以表述为从输入边沿降至输入低阈值VIL以下到输出降至其高电平90%以下的时间。输出转换的传播延迟对于上升沿和下降沿可能不同。
图5还显示了信号的上升和下降时间。这些边沿速率受到器件可提供的驱动电流的影响，但它们也取决于所驱动的负载，这在传播延迟计算中并未考虑。另一个时序参数是脉宽失真，其为同一器件的上升和下降传播延迟之差。因此，脉宽失真(PWD) = |tDLH – tDHL|。
由于不同器件内的晶体管不匹配，两个器件的传播延迟不会完全相同。这会导致传播延迟偏斜(tSKEW)，其定义为两个不同器件在相同工作条件下对同一输入作出响应时，输出转换之间的时间差。如图5所示，传播延迟偏斜被定义为器件间偏差。对于具有多个输出通道的器件，此规格的表述方式相同，但被称为通道间偏斜。传播延迟偏斜通常不能在控制电路中予以补偿。
图6显示了ADuM4121栅极驱动器的典型设置，其结合功率MOSFET使用，采用半桥配置，适合电源和电机驱动应用。在这种设置中，如果Q1和Q2同时导通，有可能因为电源和接地引脚短路而发生直通。这可能会永久损坏开关甚至驱动电路。为避免直通，必须在系统中插入一个死区时间，从而大大降低两个开关同时导通的可能性。在死区时间间隔内，两个开关的栅极信号为低电平，因此理想情况下，开关处于关断状态。如果传播延迟偏斜较低，则所需的死区时间较短，控制变得更加可预测。偏斜越低且死区时间越短，系统运行会更平稳、更高效。
时序特性很重要，因为它们会影响功率开关的操作速度。理解这些参数可以使控制电路设计更加简单和准确。
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栅极驱动器时序参数对评估其性能至关重要。包括ADuM4120在内的所有栅极驱动器的一个常见时序规格(如图5所示)是驱动器的传播延迟(tD)，其定义为输入边沿传播到输出所需的时间。如图5所示，上升传播延迟(tDLH)可以定义为输入边沿升至输入高阈值(VIH)以上到输出升至最终值10%以上的时间。类似地，下降传播延迟(tDHL)可以表述为从输入边沿降至输入低阈值VIL以下到输出降至其高电平90%以下的时间。输出转换的传播延迟对于上升沿和下降沿可能不同。
图5还显示了信号的上升和下降时间。这些边沿速率受到器件可提供的驱动电流的影响，但它们也取决于所驱动的负载，这在传播延迟计算中并未考虑。另一个时序参数是脉宽失真，其为同一器件的上升和下降传播延迟之差。因此，脉宽失真(PWD) = |tDLH – tDHL|。
由于不同器件内的晶体管不匹配，两个器件的传播延迟不会完全相同。这会导致传播延迟偏斜(tSKEW)，其定义为两个不同器件在相同工作条件下对同一输入作出响应时，输出转换之间的时间差。如图5所示，传播延迟偏斜被定义为器件间偏差。对于具有多个输出通道的器件，此规格的表述方式相同，但被称为通道间偏斜。传播延迟偏斜通常不能在控制电路中予以补偿。
图6显示了ADuM4121栅极驱动器的典型设置，其结合功率MOSFET使用，采用半桥配置，适合电源和电机驱动应用。在这种设置中，如果Q1和Q2同时导通，有可能因为电源和接地引脚短路而发生直通。这可能会永久损坏开关甚至驱动电路。为避免直通，必须在系统中插入一个死区时间，从而大大降低两个开关同时导通的可能性。在死区时间间隔内，两个开关的栅极信号为低电平，因此理想情况下，开关处于关断状态。如果传播延迟偏斜较低，则所需的死区时间较短，控制变得更加可预测。偏斜越低且死区时间越短，系统运行会更平稳、更高效。
时序特性很重要，因为它们会影响功率开关的操作速度。理解这些参数可以使控制电路设计更加简单和准确。
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